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音频功率放大器温度漂移补偿方案技术

2020-6-21 12:33| 发布者: admin| 查看: 681| 评论: 0|原作者: qwer

摘要: 给大家分享一个补偿直接耦合AB级音频功率放大器输出中的直流电压漂移的设计方案技术。 直接耦合输出的主要好处是改善了低音响应。由于该设计省去了隔直电容,因此其低频传输特性得到了显着改善。 (图1) ...
给大家分享一个补偿直接耦合AB级音频功率放大器输出中的直流电压漂移的设计方案技术。

直接耦合输出的主要好处是改善了低音响应。由于该设计省去了隔直电容,因此其低频传输特性得到了显着改善。

音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                   (图1)
(图1)中电容器耦合输出的截止低频由负载,电容器Cc和输出网络决定。
(图1)中显示了一个电容器耦合输出,其中截止低频由负载(通常为8Ω)和电容器Cc决定。在此示例中,电容器Cc阻止了可能出现在输出中的任何DC偏移。


在直接耦合的对象中不是下图这种情况(图2)。其较低的截止频率不受输出限制,因此前级的任何波动都将导致DC值波动,从而导致直流电流流经负载(扬声器)。除了降低放大器的动态范围和THD之外,这也是为什么有时在打开或关闭分立音频放大器时会听到“喀哒”声的原因。
音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                         (图2)
(图2)中直接耦合输出的较低截止频率不受输出限制

为了纠正此问题,我们将首先进行深入分析,以了解离散双极结型晶体管(BJT)音频放大器的DC偏移背后的原因。接下来,我们将设计一种方法来消除或至少减轻该问题。


让我们从创建放大器的简单模型开始,包括主要阶段:

音频功率放大器温度漂移补偿方案技术

                            (图3)
(图3)是放大器的简单结构


顾名思义,VAS(电压放大器级)是一种系统元件,用于放大来自输入的信号,从而通过驱动器级(通常是公共发射器)驱动AB级。驱动器连接到AB级,AB级是互补的射极跟随器,可提供高电流增益。最后,负反馈环路影响了VAS级的增益,使整个系统线性且稳定。


VAS级通常使用差分放大器架构构建,其中一侧接收输入信号,另一侧接收负反馈信号。为了简单起见,让我们用运放代替VAS(仅用于说明失调问题),并分析级数和失调之间的关系,这在数学上已有所讨论。
音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                        (图4)
(图4 )VAS和驱动器的简化模型将为我们提供有关输出DC偏移的独特见解

(图4)中显示了简化的VAS和驱动程序。这个简单的模型将为我们提供有关输出直流偏移的宝贵见解。R1和R2形成局部负反馈,而Rf1和Rf2形成全局负反馈网络。通常为公共发射极级的驱动器产生负增益-G。为简单起见,忽略了AB级,因为对于射极跟随器,电压增益约为-1。


该VAS增益由R1和R2,R2 >> R1和V之间的关系确定A1 = V A2 = V 一个。驱动器增益非常高,因此整个放大器增益取决于Rf1和Rf2之间的关系:


(V in -V a)/ R 1 =(V a -V o')/ R 2


V a = V o * R f2 /(R f2 + R f1)


替换V a并运行,我们得到:


V in = V o * [R f2 /(R f2 + R f1)*(R 1 + R 2)/ R 2 + R 1 /(G * R 2)]


(R 1 + R 2)/ R 2 ≅1个R 1 /(G * R 2)0≅


V o = V in *(R f2 + R f1)/ R f1(1)


这是不是这样一个令人印象深刻的结论,让我们分析V之间的关系Ò,并在驱动器的输入电压,V O”,与输入接地:


V a1 = V o '* R 1 /(R 2 + R 1)V a2 = V o * R f2 /(R f2 + R f1)V a1 = V a2


V o = V o '* R 1 /(R 2 + R 1)*(R f2 + R f1)/ R f2   (2)


最后一个方程式非常重要,因为它显示了驱动器级的直流电压和放大器的输出直流电压之间的关系,表明V o'的小波动会在V o中产生大的偏移。


如前所述,驱动器级通常由一个简单的共发射极级(图1中的Q3)和一个固定所需的基极至发射极电压的小电阻器(Rpol)组成。该晶体管为输出晶体管提供基极电流,因此在此阶段,收集极电流在毫安范围内并不罕见。


让我们暂时忘记温度的影响,因此,当我们第一次打开电路时,我们会校准VAS,以使输出DC电压处于V CC和V EE的中间,零伏。如果未施加任何信号,由于AB级是电压跟随器(共集电极),驱动器晶体管Q3保持大部分V EE电压(V EE -V BE),因此Q3 上流过偏置电流I Bias,因此Q3耗散由以下公式给出的近似功率:


P Q3 ≅V EE * I 偏置


该功率正在加热Q3,并且该热量以-2.2 mV /°C的已知速率改变了器件的V be,从而改变了先前调整的输出DC电压。


如果晶体管开始加热,例如比环境温度高40°C,则其V be将下降约88 mV。


在晶体管温度升高时出现的这个较小的V be要求,就是使VAS的输出端的V o'(前面解释过的电压)相应地发生变化,从而在输出端产生DC电压漂移。


举例说明:


音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
             (图5)



(图5)中的电路说明了到目前为止已解释的内容,是该电路的一阶现实实现。

为了保持较低的失调,将V o'设置为尽可能接近零是很方便的。这就是Rset的目的,Rset代表多圈微调。


这里,基准电压和V o'之间的关系是:


V o '= V base *(R pol + R set)/ R pol


因此,基于基极-发射极电压变化的输出电压漂移为:


V o = V base *(R pol + R set)/ R pol * R 1 /(R 2 + R 1)*(R f2 + R f1)/ R f2   (3)


如果我们给组件分配值(取自真实放大器),则利用该方程式,我们可以计算出驱动晶体管中每°C改变时输出电压将改变多少,例如:


V o = -2.2mV /°C *(120 + 4K)/ 120 * 470 /(15K + 470)*(2K2 + 10K)/ 2K2


V o = -12.8 mV /°C


P Q3 ≅24V *5毫安= 0.12W


让我们假设Q3封装在TO92封装中。在这种情况下,可以使用此封装的结至环境热阻来计算结温增量:


ř θJA = 200°C / W


Δ 温度 = 200°C / W * 0.12W = 24°C


Δ VO = 24°C *(-12.8毫伏/℃)


Δ VO = -305mV


总之,如果不应用补偿,则输出将漂移约305 mV。这仅考虑了晶体管的自热效应。如果环境温度由于任何原因升高,则此偏移量可能会增加。


如何减轻这种影响


Q3的基极-发射极电压由Rpol固定,因此补偿V be电压变化的一种方法是使Rpol以某种方式遵循此变化。这可以通过使用与温度相关的电阻器(如Rpol)连接到晶体管(如热敏电阻)来实现。由于V be变化率是负值,因此热敏电阻必须为NTC。


让我们计算Rpol所需的热系数:


I Rpol(可以认为是常数)流过Rpol,并且V be等于V Rpol:


R pol = V be / I Rpol


(dR pol)/(dV be)= 1 / I Rpol


ΔR POL = 1 / I RPOL *ΔV 是


在我们的示例中,Rpol =120Ω和I Rpol = 5.6mA,因此:


∆R pol = 1 / 5.6mA *(-2.2毫伏/(°C))


ΔR POL = -0.4Ω/(℃)


我们需要找到在25°C时具有精确热系数和电阻值的热敏电阻。由于这是不可能的,因为大多数NTC热敏电阻具有更高的温度系数,因此解决方案是将一个或多个较高值的热敏电阻与Rpol并联。


这是一个模拟热敏电阻温度依赖性的方程式:


R th = R th0 * e B(1 / T-1 / T 0),


其中Rth0是环境温度下的热敏电阻电阻(我们要计算),B是参数,通常为3400°K,T为绝对温度,T 0为环境温度,约为298.16°K。


因此,环境温度下的斜率可以这样计算:


(dR th)/ dT =(-B * R th0 * e B(1 / T-1 / T 0) / T 2)


这是每°C的电阻变化率:


(dR th)/ dT = -38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)]


热敏电阻与Rpol并联:


R || =(R th * R pol)/(R th * R pol),


和:


dR || / dR th = R pol 2 /(R th0 * R pol)2


这样我们得到了并联电阻变化:


∆R || = R POL 2 /(R TH0 * R POL)2 *ΔR 第


并用每°C的热敏电阻电阻增量代替:


∆R || = R pol 2 /(R th0 * R pol)2 *(-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])


现在,我们可以为正在分析的示例计算Rth0:


-0.4Ω/(°C)= 120 2 /(R th0 * 120)2 *(-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])


R th0 =1.12KΩ


为了实用,可以将热敏电阻的值取整至1.2KΩ。


注意事项


热敏电阻应比晶体管小得多,因此热敏电阻的温度将等于或非常接近晶体管外壳的温度。这也将减少热惯性,使系统更快地达到稳态。应使用热粘合剂将热敏电阻连接到晶体管外壳。


测试概念


为了确定该概念对电路的真实行为建模的准确性,我构建了一个测试电路。由于没有1.2KΩ的热敏电阻(NTC 0402),我并联了8个10KΩ的热敏电阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(图6),以产生非常相似的值(1250Ω)。请注意,并联连接热敏电阻不会改变我们计算出的温度系数。


音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                       (图6)
(图6)是八个并联的10KΩ热敏电阻制成的1.25KΩ热敏电阻


然后,我使用热粘合剂将传感器连接到Q3的平坦侧,并将其与Rpol(在板的另一侧是SMD电阻器)并联。


音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                        (图7)
(图7)先前原理图(图6)中所示的热敏电阻与Q3热键合。


音频功率放大器温度漂移补偿方案技术
                    (图8)


(图8)中我们可以看到在连接有(橙色线)和没有(蓝色线)热敏电阻的情况下输出电压漂移,在此状态下,经过大约2分钟后达到了稳态。注:(图8中的X轴以秒为单位)


电路的补偿响应(橙色线)比未补偿响应(蓝色线)要平坦得多,这表明补偿正在起作用。斜率为负的事实可能意味着它有点补偿过了,但这不是问题,因为直流漂移仍然很小。

还值得一提的是,我们在25°C下计算了所需的温度系数,但热敏电阻不是线性的。这意味着温度系数在整个范围内不是恒定的。但是,由于补偿旨在在有限的温度范围内工作,因此可以忽略热敏电阻的非线性。










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